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基于GaN开关管高频手机适配器研究

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杨奕, 张学健, 罗蕾. 基于GaN开关管高频手机适配器研究[J]. 西南大学学报（自然科学版）, 2020, 42(10): 156-163. doi: 10.13718/j.cnki.xdzk.2020.10.020
引用本文: 杨奕, 张学健, 罗蕾. 基于GaN开关管高频手机适配器研究[J]. 西南大学学报（自然科学版）, 2020, 42(10): 156-163. doi: 10.13718/j.cnki.xdzk.2020.10.020
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Yi YANG, Xue-jian ZHANG, Lei LUO. Research on a High-Frequency Mobile Phone Adapter Based on GaN FET[J]. Journal of Southwest University Natural Science Edition, 2020, 42(10): 156-163. doi: 10.13718/j.cnki.xdzk.2020.10.020
Citation: Yi YANG, Xue-jian ZHANG, Lei LUO. Research on a High-Frequency Mobile Phone Adapter Based on GaN FET[J]. Journal of Southwest University Natural Science Edition, 2020, 42(10): 156-163. doi: 10.13718/j.cnki.xdzk.2020.10.020
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基于GaN开关管高频手机适配器研究

  • 1.

    重庆理工大学 电气与电子工程学院，重庆 400054

  • 2.

    重庆市能源互联网工程技术研究中心，重庆 400054

  • 基金项目: 重庆市技术创新与应用发展专项面上项目(cstc2019jscx-msxmX0003)
详细信息
    作者简介:

    杨奕(1970-)，男，硕士，教授，主要从事电工电子技术、信息理论及汽车电子方面的研究和教学 .

  • 中图分类号: TN86

Research on a High-Frequency Mobile Phone Adapter Based on GaN FET

  • 1.

    School of Electrical and Electronic Engineering, Chongqing University of Technology, Chongqing 400054, China

  • 2.

    Chongqing Energy Internet Engineering Technology Research Center, Chongqing University of Technology, Chongqing 400054, China

图( 12)
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  • 施引文献:  0
出版历程
  • 收稿日期:  2020-05-17
  • 刊出日期:  2020-10-20

基于GaN开关管高频手机适配器研究

    作者简介: 杨奕(1970-)，男，硕士，教授，主要从事电工电子技术、信息理论及汽车电子方面的研究和教学
  • 1. 重庆理工大学 电气与电子工程学院，重庆 400054
  • 2. 重庆市能源互联网工程技术研究中心，重庆 400054
  • 收稿日期:  2020-05-17
基金项目:  重庆市技术创新与应用发展专项面上项目(cstc2019jscx-msxmX0003)

摘要: 基于开关管高频化的问题，提出了符合MATLAB仿真的一种GaN开关管高频手机适配器的实验研究.通过对次级谐振有源钳位反激电路的仿真模型分析，设计了一种基于GaN开关管高频手机适配器.根据对有源钳位反激和无源钳位反激的比较分析，得出无源钳位反激的局限性.在有源钳位反激中，对比分析初级谐振和次级谐振，提出初级谐振的不足同时凸显次级谐振的优势.设计通过相应的控制策略和参数设定，能够提高适配器充电效率和变换器的功率密度，减少开关损耗，安全可靠.

English Abstract

    全文HTML

  • 随着社会的发展，人们对移动电话和平板电脑等小型电子设备及其适配器的要求愈来愈高[1].尽管LLC拓扑可用于为电路提供高频和高能效，但由于成本和输入电压等因素，不适用于移动电话或计算机等电源.无源钳位反激式拓扑虽然可以满足成本和输入电压等因素，但它不适用于高频应用.因此，我们提出了有源钳位反激拓扑和GaN电源开关器件，设计出了满足要求的高功率密度适配器[2].

1.   ACF和PCF的比较分析

    1.1.   效率比较

  • 如图 1所示为有源钳位反激(ACF)拓扑图，图 2为无源钳位反激(PCF)拓扑图.由图可知，PCF具有钳位二极管和TVS管，ACF具有高强度MOS管，对于输出效率而言[3-5]，ACF拓扑比PCF拓扑有所提高.

    • 1.2.   PCF损耗分析

  • 如图 3所示，当下管Q1关闭时，通过变压器的漏感，主MOS管上将产生高压尖峰.因此需要在无源器件上消耗漏感能量来限制电压尖峰.限制传统反激式拓扑高频的因素首先是钳位电压与输出电压，二者越接近且开关频率越高反射电压损耗就越大[3-5].然后是主MOS管的导通会造成开关损耗，而且开关损耗与开关频率成正比.

2.   ACF的类型分析

    2.1.   初级谐振ACF

  • 在适配器中，DCM模式下钳位损耗和开关损耗与开关频率成正比.为了减小系统的损耗，普遍应用临界模式(TM).临界模式降低了开关损耗同时减少了变压器的铁损和铜损，在同一工作频率下，临界模式有更小磁通损耗和铁损，但是临界模式在输入电压较高时仍然不能消除开关损耗.

    如图 4所示为基于GaN的有源钳位反激模态分析图[6-11]，图 5是在时间t0-t6每个参数的变化曲线.由于GaN的开关频率非常快，可以达到MHz，MOS管去除了二极管以便电路可以更好地运行.在t=t0时刻下管Q1开通，输入电容的电压连到变压器的励磁电感两端，励磁电流线性增加储存能量.在t=t1时刻，上管Q2和下管Q1关断，励磁电流给Csw充电，给上管的结电容以及副边的结电容放电.在t=t2时刻，高边的管子开通，励磁电流减小，励磁电感释放能量到输出，钳位电容和漏感谐振吸收能量，钳位电流为正向.在t=t3时刻，钳位电流反向，励磁能量和漏感能量一起传递到输出.在t=t4时刻，谐振完成，副边二极管自然关断，输出电压不再给励磁电感去磁，由于上管Q2仍然开通，钳位电容继续给励磁电感去磁，励磁电流保持反向.在t=t5时刻，在上管Q2关断后，负向电流开始给下管Q1的结电容放电，同时给上管Q2的结电容充电，开关节点的电压从高电平降到零.下管在接近零伏电压开通，实现零电压开通[12].

    • 2.2.   次级谐振的ACF

  • 尽管ACF比PCF更有效，但对于传统的ACF，上管Q2和下管Q1都有损耗而且次级二极管电流iD有效值较大，从而导致变压器损耗更大，为了消除传统ACF的缺点，提出了次级谐振[13].

    如图 6所示，次级谐振拓扑和传统ACF拓扑结构的区别在于恒定电流源并联连接在次级电容两端使其在次级谐振下工作.

    当开关管Q1接通时与传统ACF工作情况一致.当开关管Q1闭合时，次级电容和恒流源被转换到初级侧.等效电路如图 7所示，由于电容Cr远大于C，Cr被视为恒压源并且漏电感Lr和次级电容发生谐振.当励磁电流减小到零时，励磁电流波形iLm和输出整流器iD波形如图 6所示，次级整流器可以实现ZVS关断并降低iLr.与传统的ACF相比，次级谐振ACF输出的iD波形更平稳，提高了充电效率.

    以UCC28780为控制芯片，NV6117GaN为开关管设计一个45W开关频率为200~300 kHz的反激式电源.如图 7所示为初级谐振与次级谐振原边电流曲线图，图 8为副边二极管电流曲线图，由图可知相同输入电压下次级谐振的原边电流和输出二极管电流更小.如图 9所示为效率对比图，由图可知随着输出电压的增大，次级谐振效率更高.

3.   控制策略

    3.1.   自适应调幅(AAM)

  • 在AAM中，RUN信号非常强，因此半桥驱动器保持活动状态.开关管Q1和Q2带死区交替互补导通.当负载电流减小时，负磁化电流(I-)不变，正磁化电流(I+)降低.由于临界模式的特性，负载越轻，峰值电流越低，开关频率越高.

    • 3.2.   自适应激增(ABM)

  • 在ABM模式中，VC钳位且对于给定的输入电压电平，每个开关周期的峰值励磁电流和开关频率不变.在这种模式下，RUN信号的最小关闭时间为2.2 μs，PWM1的最小开启时间被限制为峰值电流环路的前沿消隐时间(tC).当边界内的负载缓慢增加时，在电涌模块下方会产生9个以上的脉冲.

    • 3.3.   低功率模式(LPM)

  • 在LPM模式中，PWM1的最小导通时间可以进一步减小到tON(min)，以允许在峰值电流环路的tC所限制的标准之前减小峰值励磁电流. LPM模式通过控制VCST以调节输出电压且Q2关闭，两个PWM1脉冲通过感测ZCD使Q1在底部附近开启，当在第二个脉冲结束时检测到ZCD时，RUN引脚变为低电平，UCC28780进入低功耗待机状态.

    • 3.4.   备用功率模式(SBP)

  • 在SBP模式中，Q2继续保持禁用状态，SBP将NSW固定为2且脉冲关闭时间调整输出电压，此时栅极驱动器和UCC28780长时间处于等待状态，以减少静态功耗.

4.   参数设计

  • 1) 输入体电容和最小体电压

    输入体电容(C1)的大小应与最小输入交流线电压(Vin(min))和输入体电容的最小电压(V1(min))兼容.计算公式如下：

    2) 变压器匝数比(N)

    N最大值(N(max))受Q1的最大漏源电压(VDS1(max))的限制，如下式所示，ΔV1是反射输出电压以上的电压，VO为输出电压，VD为二次整流正向压降. N的最下值(N(min))受到次级整流器的最大漏源极电压(VSR(max))的限制. ΔV1是比V1(max)/N更高的电压尖峰.在AAM模式下当Q2在非零电流状态开启和关断时会产生ΔV1.

    3) 一次磁化电感(LM)

    选择N后，根据V1(min)处的最小开关频率(f(min))估计LM，最大占空比(Dmax)和满载电流输出功率(PO). K表示占空比等待开关节点电压从反射输出电压过渡到零的损耗.

    4) 变压器一次侧匝数

    在最大峰值励磁电流(IM(min))的条件下，最大磁通密度(Bmax)必须保持在磁芯饱和极限(BS)以下. AE是核心截面积，PO(OPP)是触发OPP故障的输出功率.选择N1后，可以通过N计算N2.

    5) 交流磁通密度(ΔB)影响变压器的铁心损耗，对于临界模式有源钳位反激，高线处的铁芯损耗通常是最大的，因为对于一个给定负载条件开关频率最高，占空比最小.如下面公式所示，I-是负磁化电流，CSW是开关节点电容.

    6) 辅助绕组匝数(N3)，其中(VVDD(max))是VDD引脚的最大额定电压.

    7) 钳位电容公式如下，其中LK是变压器漏感.

    8) 泄漏电阻公式如下，其中I2(max)为最大电流应力，V2为残余电压，t1为延迟恢复时间.

    9) 输出滤波电容的计算

5.   仿真分析和验证

  • 基于以上理论分析，设计了一种基于GaN高功率密度的手机适配器.适配器的技术参数为：输入电压：115~264 VRMS，输出电压：19±0.5VRMS，输出电流：0.6~2.25 A，输出功率：11~45 W，开关管采用IRF540N，次级整流管采用SUP90N04.如图 10所示为AAM模式下的PWM1，PWM2，VSW和I1的波形，电源在主动钳位的临界模式下工作，开关模式使PWM1和PWM2与死区时间交替互补.图 11为随着负载的变化，输出电压和电流的波形图.图 12为输入电压为115 V时不同负载下的效率曲线，由图可知满载时效率最大，可达94%.

6.   结语

  • 以有源钳位反激拓扑为基础，对初级谐振的不足进行了思考，从而提出次级谐振弥补了初级谐振的不足.根据GaN的优良特性将其加入到功率开关器件中，大大地提高了充电效率，减小了充电器的体积，对于个别支持PD协议的手机而言，若使用普通充电器强行提速会对电池造成不可逆伤害，由于使用的是UCC28780控制器，所以在充电过程中会形成涓流充电保护，当设备充电达到80%以上便会开启，以此保护电池，延长使用寿命.

参考文献 (13)

目录

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